6 de septiembre de 2011

Amplificación | Etapa de Salida: Tipos de Etapa de Salida - 2ra Parte


Amplificación | Etapa de Salida: Tipos de Etapa de Salida - 2da Parte
Ver nota anterior: Tipos de Etapa de Salida - 1ra Parte

Respuesta en frecuencia

A nivel de ancho de banda es necesario comentar dos aspectos sobre los resultados, ya que a priori se alejan de lo habitual por varios motivos. Pero veamos qué sucede:

El transistor IGBT es el que más ancho de banda tiene (2.9MHz), seguido del BJT, con una leve resonancia (1.35MHz) y en tercer lugar está el mosfet (1.1MHz). Pero la etapa con transistor BJT muestra serios problemas de estabilidad, marca de que la compensación en frecuencia es insuficiente. En los otros casos el ancho de banda está limitado mayormente por la compensación en frecuencia.




El primer factor presuntamente anómalo es el pobre ancho de banda del BJT, y está causado porque el BJT empleado no es ninguna maravilla, aguanta mucha potencia y esa es su virtud, no otra. Su ancho de banda es reducido y la resonancia eléctrica al final de la banda así lo demuestra.

La gráfica de la derecha muestra el ancho de banda frente a la salida lineal, donde se aprecia mejor el comportamiento.


Existen transistores BJT con mayores anchos de banda, en torno a 40MHz, lo cual daría mejores cifras que el actual, con Ft=4MHz.

El segundo factor presuntamente anómalo es el mayor ancho de banda del IGBT sobre el resto, especialmente sobre el mosfet. Habitualmente se entiende que los mosfet son más rápidos que los IGBT, pero esto no tiene tanto que ver con las características de conmutación, donde es cierto que para corrientes no monstruosas (40A) los tiempos de almacenamiento, subida y bajada son habitualmente menores en los mosfet, sino que tiene que ver con operación lineal en clase A.

El caso del IGBT, el que más ancho de banda posee en esta configuración, realmente no está fuera de lo normal porque en esta configuración la capacidad de entrada dominante es la capacidad parásita de Miller y en los IGBT encontramos cifras muy bajas en comparación con transistores mosfet de semejante transconductancia. Por ejemplo, en el mosfet empleado (IRF150) la transconductancia es de 11 Siemmens con 1100pF de capacidad gate-drain frente a 35 Siemmens y 300pF de capacidad base-drain del IGBT. Esto dará lo que vemos a continuación en una gráfica de ganancia en lazo abierto:


En lazo abierto podemos ver que a pesar de que el condensador de Miller es igual para todas las etapas, los polos no están situados a las mismas frecuencias. El caso más evidente es el del transistor IGBT, y es la explicación a su mayor ancho de banda. La mayor ganancia en tensión hace que el polo dominante se encuentre a frecuencias inferiores, pero el menor valor de capacidad parásita b-d hace que su ancho de banda sea mayor.

Se ha añadido una etapa versión BJT con carga resistiva en lugar de carga activa, con una resistencia de colector de 8 Ohm y una carga de 8 Ohm, para que la resultante sea de 4 Ohm y así esté en las mismas condiciones que el resto de las etapas mostradas. Y se puede comprobar una estrecha equivalencia entre la versión BJT con carga resistiva y versión BJT con carga activa, lo que sirve para corroborar que la etapa clase A single-ended con carga activa se adapta a la carga, y que la carga modifica sus parámetros de ganancia en lazo abierto, ancho de banda, etc,...

Para terminar esta sección analizaremos el comportamiento de las tres etapas por separado, sin compensación en frecuencia y sin estar incluídas dentro de una etapa ni dentro de un lazo de realimentación. En todos los casos se usa una resistencia de 10 Ohm en serie con la entrada de los transistores.


Se puede ver algo semejante a los resultados obtenidos con la etapa en lazo abierto. El mayor ancho de banda corresponde al IGBT, seguido por el BJT y en tercer lugar el mosfet.

Sin embargo ahora la ganancia de la etapa con BJT "parece" mayor. Efectivamente, la transconductancia de los bipolares es alta, casi tanto como la del IGBT, pero su baja impedancia de entrada degenera el trabajo de la etapa anterior, lo que no sucede en el caso de mosfets e IGBTs.

Se debe observar también que la salida está desfasada 180º respecto de la entrada.


Análisis del espectro de distorsión

Por último, veremos las componentes espectrales de la salida de las etapas de salida mostradas anteriormente. En primer lugar, la etapa clase A single-ended con transistores BJT con una salida de 10Vp y una carga de 4 Ohm.

Por último, veremos las componentes espectrales de la salida de las etapas de salida mostradas anteriormente. En primer lugar, la etapa clase A single-ended con transistores BJT con una salida de 10Vp y una carga de 4 Ohm.



Se puede apreciar la presencia dominante de armónicos pares, también la de impares y que todos los armónicos decaen en valor a medida que aumenta el orden. De hecho a partir de 5º armónico no se encuentran amplitudes apreciables. Su THD es de un 2.7%.




La siguiente gráfica corresponde a la etapa en versión mosfet con 10Vp de salida sobre 4 Ohm. Además de un menor fondo de ruido, debido a simulación, se puede apreciar el bajo orden de los armónicos creados, es fácil ver que el nivel del 3er armónico es notablemente inferior al de la versión BJT y que el 4º ya está 130dB por debajo del fundamental. THD=10.4%, lo que no es una buena cifra.


La última corresponde a la etapa de salida versión IGBT con las mismas condiciones que el resto. Se puede apreciar un amplio espectro de distorsión, y que numéricamente... parece ser mayor que los demás, no sólo en amplitud sino en valor. De hecho es un 10% de THD.

En el fondo un IGBT reúne las distorsiones de los BJT y de lso FETs.


¿Qúe sucede? Esto no parece concordar con las cifras mostradas en las etapas completas. Pero las etapas completas son lo que su nombre indica, un sistema completo, y en un análisis además de tener en cuenta las características de salida hay que tener en cuenta otras, como ganancia, impedancia de entrada, linealidad de la impedancia de entrada, que van a marcar grandes diferencias en lazo cerrado. Por esto no podemos quedarnos con una sóla idea.

Ahora examinaremos las características de salida sobre 4 Ohm y 1Vp.


En primer lugar, la etapa versión BJT. El espectro ha variado consideramblemente, aunque el orden de los armónicos generados es semejante a la salida de 10Vp, el tercer armónico ha disminuido relativamente del 1,1% al 0,009%, mientras que el 2º armónico pasa de un 2.46% a un 0.35%, y pasa a ser aboslutamente dominante en la THD, que es 0,35%.



A la derecha se muestra la etapa versión mosfet con una salida de 1V. Aqui las diferencias espectrales con la salida de 10V son menores que en el caso anterior, aunque también se puede obsevar una disminución relativa del tercer armónico, de un 0,015% a un 0,00086%, siendo que la distorsión total está marcada por el 2º armónico, que en este caso cae hasta el 1.04%. No hay disminución relativa.



Por último, examinaremos la etapa en versión IGBT. El espectro ha cambiado notablemente. Los armónicos de orden superior se han desplomado, y se ha variado el rango del eje Y para que se puedan ver las componentes superiores. La distorsión ha disminuido del 10% al 1% y ahora . El segundo armónico permanece invariante en proporción (marca del FET), pasa de un 10% a un 1%, y es claramente dominante en la cifra total de distorsión, ahoa es un 1%.




Breve Conclusion:
De esto se pueden sacar conclusiones interesantes, lo veremos al final del artículo, pero ahora comentaremos brevemente la relación de estas cifras con la audición. Basándonos en las conclusiones de la psicoacústica sobre enmascaramiento acústico se puede asegurar que estas cifras siguen un patrón muy próximo a los mecanismos de audición porque el oído es más sensible a los armónicos de alto orden y posee una alta permisividad a los de bajo, especialmente al segundo. Como hemos visto es el dominante y además posee otras características que no quiero calificar de positivas, sino de menos negativas, que los de orden impar.

También el enmascaramiento exhibe una dependencia directa aunque no lineal frente al SPL, y este tipo de etapas de salida genera niveles bajos de distorsión frente a amplitudes bajas, y porcentajes altos de distorsión frente a grandes amplitudes.





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